Devo premettere però che questi circuiti cui mancano tutta la parte di alimentazione e i dati del trasformatore d’uscita siano in realtà solo simulazioni effettuate al computer con un software specifico ma che in altri casi ha dato risultati molto vicini al circuito reale. Non mi assumo nessuna responsabilità sulla bontà del funzionamento, quindi, se qualcuno tra i lettori avesse la voglia di assemblare uno di questi circuiti.

Il primo schema riguarda un classe A in single-ended con bias automatico.
Lo schema è molto simile a quello della volta precedente in bias fisso, dove un circuito esterno provvedeva alla tensione di -11,5 V applicata alla griglia. Questa volta invece detta tensione è stata creata ponendo una resistenza da 208 ohm tra il catodo e la massa e aumentate le tensioni di Va e Vs di 12 V proprio per far lavorare il tubo nello stesso punto di funzionamento della volta scorsa. In questo modo il circuito risulta più semplice e controreazionato localmente dalla R3 la quale sposta il punto di funzionamento se dovesse variare la tensione d’alimentazione. Non è più necessario il condensatore C1 d’accoppiamento con lo stadio precedente che è stato spostato in parallelo alla R3 in modo da bypassarla per le componenti alternate del segnale del nostro strumento.

Dai dati dello schema osserviamo che la tensione di placca o anodica (Va) è stata fissata a 312 Volt mentre quella di schermo (Vs) a 212 Volt e la tensione di Bias (caduta tra griglia e catodo) a -11,5 Volt poiché il catodo si trova a +11,5 V mentre la griglia a 0 V tramite R1 cui si ha una corrente d’assorbimento sull’anodo di 51,1 mA e sullo schermo di 4,4 mA mentre non vi è assorbimento di corrente sulla griglia di segnale. Moltiplicando la tensione per la corrente di placca otteniamo la potenza assorbita da questo elemento in maniera costante e che vale, anche in questo caso, 15,3 watt mentre moltiplicando la tensione per la corrente di schermo otteniamo, sempre in questo circuito, 0,88 watt i quali sommati ai 5,7 dei filamenti ci danno l’assorbimento totale del tubo valutabile in 21,88 watt. A questo occorre aggiungere gli 0,64 W dovuti alla potenza persa su R3 che porta a un rendimento minore di questa circuitazione.
La risposta in frequenza di questo circuito ricalca quasi perfettamente quello della volta scorsa, anche se alla frequenza di 20 hz troviamo un’attenuazione maggiore dovuta alla capacità C1 che deve essere di un valore piuttosto grande. Valgono anche le stesse considerazioni nella risposta sui bassi riguardo all’induttanza del primario e al picco sugli alti dovuto a un’eventuale capacità in parallelo sempre al primario.

Analizziamo ora il comportamento per ciò che riguarda la sua risposta in potenza e le armoniche riprodotte. Il primo grafico si riferisce alla risposta a 100 hz con una distorsione totale (THD) del 5%.
La forma d’onda è una sinusoide piuttosto regolare ottenuta applicando in ingresso un segnale di 9,3 Vpp con una composizione armonica composta quasi esclusivamente dalla 2° di valore 4,9% (IHD) mentre quelle superiori sono quasi inesistenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 4 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 1 watt e rispetta quasi perfettamente l’uscita del circuito a bias fisso nelle stesse condizioni.

Nel successivo grafico invece la risposta è alla frequenza media di 1 Khz sempre con una THD del 5%.
La forma sinusoidale è sempre presente ma ottenuta con un livello in tensione di 11,8 Vpp cui corrisponde una 2° armonica a 4,9%, una terza a 0,52% e le superiori più attenuate. L’ampiezza del segnale in uscita è di 6,2 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 2,4 watt. In questo caso abbiamo una potenza d’uscita leggermente attenuata rispetto alla volta scorsa.

Continuiamo alla frequenza a 100 hz ma con una distorsione totale (THD) del 10%.
La prima cosa da notare è la sinusoide in uscita un po’ deformata ottenuta applicando in ingresso un segnale di 17,4 Vpp con una composizione armonica composta quasi esclusivamente dalla 2° di valore 9,9% (IHD) e 3° di valore 1% mentre quelle superiori sono quasi inesistenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 7,2 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 3,2 watt. Qui si ha una perdita secca di mezzo watt rispetto alla volta scorsa, questa minore potenza erogata unita alla maggiore potenza dissipata porta a un rendimento del circuito notevolmente inferiore.

Alla frequenza media di 1 Khz sempre con una THD del 10%.
Qui si può notare una deformazione della sinusoide ancora più accentuata ottenuta applicando in ingresso un segnale di 22,7 Vpp con una composizione armonica composta dalla 2° di valore 7,4% e dalla 3° armonica di valore 6,1%, dalla 4° di valore 2% e 5° di valore 1,1% mentre quelle superiori sono meno presenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 10,6 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 7 watt.

Nota: aumentando il segnale in ingresso e quindi la distorsione è possibile ottenere una potenza di quasi 9 watt con il 40% di THD. In questo modo si sposta la tensione di bias automaticamente verso un valore maggiormente negativo. Durante il funzionamento con una chitarra è comunque normale raggiungere e superare questo valore ottenendo la distorsione anche del finale di potenza.

Conclusioni: abbiamo creato un amplificatore in classe A di circa 5-7 watt, senza considerare le perdite del trasformatore d’uscita, valutando il comportamento nella generazione d’armoniche in distorsione che presenta fino a questi livelli una seconda armonica sempre più presente delle altre, tipica della classe A, comandato da un segnale in ingresso mai superiore al doppio della tensione di bias, per non far entrare in conduzione la griglia d’ingresso. Il rendimento del solo stadio anodico considerando la potenza di 7 watt alla frequenza di 1 Khz è pari al 45-46% quindi molto vicino al limite teorico del 50% e minore rispetto alla configurazione a bias fisso ma considerando tutto l’assorbimento della valvola questo rendimento si abbassa sotto il 31%.

Il secondo schema è l’applicazione di due valvole in parallelo seguendo il precedente.
Abbiamo inserito un secondo tubo in parallelo al primo dimezzando R3 in modo da raddoppiare i valori delle correnti circolanti e raddoppiando il valore di C1. Naturalmente anche l’impedenza al primario deve essere dimezzata tramite un trasformatore a rapporto ridotto della metà rispetto al caso precedente. I valori delle tensioni sono rimasti gli stessi per far lavorare entrambe le valvole sempre negli stessi punti di funzionamento.

In questo modo ottengo un finale in classe A di potenza doppia ma rendimento analogo perché occorre raddoppiare anche le correnti circolanti e quindi la potenza dell’alimentatore.

Nella risposta in frequenza abbiamo una piccola variazione delle frequenze di taglio dovute a un valore leggermente diverso del trasformatore d’uscita e un livello aumentato mediamente di 3 dB.

Ho preferito per questo circuito riportare solo la risposta del segnale con la distorsione THD al 10% e frequenza media di 1Khz.

Con un segnale in ingresso di 22,6 Vpp otteniamo in uscita ben 15,1 Vp della fondamentale, equivalenti a una potenza di 14,3 watt e quindi il doppio della potenza del circuito precedente con una 2° armonica al 6% una 3° al 7,5%, una 4° al 2,3% e una 5° al 1,1% e le altre più attenuate. Anche in questo caso potremmo sfiorare i 18 watt di potenza massima al 40% di THD aumentando il segnale in ingresso. Come già detto il calcolo del rendimento, porta a valori molto simili a quelli del circuito precedente.

Nel terzo e ultimo circuito abbiamo una singola 6L6GC configurata in modo triodo che permette di avere una risposta diversa e che potrebbe essere attivata semplicemente inserendo un commutatore sul circuito. In questo caso però si dovrebbe utilizzare un valore di bias unico per l’utilizzo in entrambi i modi.
Analizzando il circuito possiamo vedere che adesso lo schermo è connesso alla placca tramite una resistenza che in questo caso vale 0 ohm (corto circuito) ma che potrebbe valere anche qualche centinaia di ohm per una risposta diversa, mentre la R3 è stata aumentata di valore per far coincidere i valori delle correnti agli altri casi. Anche la tensione d’alimentazione è stata leggermente aumentata per rispettare il valore di Vak=300 V (tensione tra placca e catodo). La prima differenza che si può notare è lo stesso valore della corrente catodica e della corrente erogata da Va (come in un triodo) mentre lo schermo lavora quasi al posto della placca attirando molti degli elettroni che salgono dal catodo.
La prima sorpresa che si ha è nella sua risposta in frequenza che si estende dai 21 ai 2.400 hz dovuta alle capacità parassite della valvola e un livello medio di 12 db inferiore al primo circuito. Questi due dati ci indicano che occorre un segnale molto più robusto per pilotare questa configurazione che porterà a un risultato sonoro sicuramente più pieno e scuro.

Analizziamo la risposta a 100 hz con il 5% di THD.

La forma d’onda è una sinusoide piuttosto regolare ottenuta applicando in ingresso un segnale di ben 63 Vpp con una composizione armonica composta in prevalenza dalla 2° armonica di valore 4,9% (IHD) e 3° di valore 1,1% mentre quelle superiori sono quasi inesistenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 8,4 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 4,4 watt quindi molto più alta della configurazione a pentodo prima analizzata.

Passiamo ora all’analisi della risposta a 1 Khz sempre al 5% di THD.
La forma sinusoidale è leggermente deformata e ottenuta con un livello in tensione di 94,4 Vpp cui corrisponde una 2° armonica a 3,1%, una terza a 3,7% una quarta di 1,3% e una quinta di 0,74% e le superiori più attenuate. L’ampiezza del segnale in uscita è di 10,9 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 7,4 watt.

Analizziamo ancora una volta il segnale a 100 hz ma con il 10% di THD.
La prima cosa da notare è l’asimmetria della sinusoide schiacciata nella parte negativa ottenuta applicando in ingresso un segnale di ben 77,6 Vpp con una composizione armonica composta quasi in prevalenza dalla 2° armonica di valore 9% (IHD) e 3° di valore 3,6% con la 4° a 1,9% e quinta al 1,3% mentre quelle superiori sono quasi inesistenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 9,9 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 6,1 watt.

Per ultima la risposta a 1.000 hz e THD del 10%.

Qui si può notare una deformazione della sinusoide ancora più accentuata ottenuta applicando in ingresso un segnale di 111,2 Vpp con una composizione armonica composta dalla 2° armonica di valore 5% e dalla 3° armonica di valore 8,3%, dalla 4° di valore 1,2% e 5° di valore 1,5% mentre quelle superiori sono meno presenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 11,4 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 8,1 watt.

Anche con questa circuitazione è possibile sfiorare i 9 watt d’uscita con distorsioni molto elevate.

Nel confronto tra questi dati e quelli ottenuti nel normale modo pentodo si ha che a parità di distorsione armonica totale il modo triodo eroga maggiore potenza, con una presenza d’armoniche dispari maggiore e una richiesta di segnale dal preamplificatore ben più elevato.

Per il calcolo dell’efficienza anodica occorre rapportare gli 8,1 watt d’uscita con i 15,3 watt di potenza dissipata che equivale a un rendimento teorico di quasi il 53% ma se a questi si sommano gli 1,3 watt della dissipazione di schermo e altrettanti dissipati su R3 oltre ai soliti 5,7 watt dei filamenti l’efficienza globale vale circa il 34% quindi un valore superiore alla configurazione a pentodo.