Questo tipo di valvola ha un equivalente europeo poco conosciuto che si chiama EL39 o la versione militare 5881 e per funzionare ha bisogno di una tensione per i filamenti di 6,3 Volt e 900 mA di corrente che equivalgono a circa 5,7 watt di potenza. Rispetto a quanto riportato su alcuni datasheet questa valvola è un pentodo (chiamato così perché ha cinque elementi: anodo o placca, catodo, griglia, schermo e griglia soppressore) configurata però a tetrodo poiché presenta la griglia soppressore collegata al catodo o, se volete, un tetrodo costruito come un pentodo e richiede uno zoccolo di tipo octal e cioè a otto piedini di cui il numero 1 e il 6 non sono utilizzati.
Vorrei precisare che non essendo esattamente il mio campo potrei anche scrivere alcune imprecisioni che vi chiedo gentilmente di perdonarmi e correggere.
Il pentodo, a differenza del triodo, ha delle curve caratteristiche molto simili a quella di un jfet o di un mosfet (componenti al silicio che sono l’evoluzione del classico transistor BJT) che presentano ugualmente un’alta impedenza in ingresso senza assorbire quindi potenza dallo stadio precedente, mentre un triodo (con tre piedini che sono: anodo o placca, catodo e griglia oltre ai sempre necessari due contatti per il filamento) ha caratteristiche completamente diverse e il più anziano dei transistor al silicio (BJT) ha caratteristiche simili a un pentodo ma lavora in corrente invece che in tensione e quindi assorbe potenza dallo stadio precedente, andando a utilizzare questo tipo di componente occorre tenere presente di questa interazione soprattutto se questo stadio precedente ha un’uscita ad alta impedenza.

Le classi di funzionamento di questi finali valvolari sono queste:

Classe A: il segnale è amplificato per intero (entrambe le due semionde) da unica valvola (single-ended) con cui si ottiene una bella distorsione d’armoniche pari ma bassi rendimenti (in linea teorica fino al 50% tramite trasformatore che è comunque necessario alle valvole). Un ottimo valore potrebbe essere del 40%, in pratica sfruttando al massimo la nostra 6L6GC potremmo ricavarne circa 12 watt, ma con un’aspettativa di vita piuttosto breve dovuta al fatto che la stiamo utilizzando costantemente alla corrente massima. Questo senza tener conto dei quasi 6 watt di consumo dei filamenti, porta ad avere un consumo dalla rete elettrica costante. Per fare un esempio con un piccolo ampli commerciale da 5 watt ho misurato un assorbimento costante di 35-40 VA dalla rete elettrica e questo sia mentre suoniamo, sia nelle pause.

Classe A1: il segnale è amplificato da due valvole per intero (entrambe le due semionde) in una configurazione push-pull con cui sono alimentate entrambe con una forte corrente anodica per farle lavorare in classe A. In questo modo è possibile raddoppiare la tensione e quindi quadruplicare la potenza sui nostri coni rispetto alla classe A (single-ended). Data la simmetria della configurazione in push-pull, otteniamo un aumento della distorsione d’armoniche dispari e conseguente calo di quella pari ma con rendimenti spesso ben superiori al 50%. Durante le mie simulazioni mi sono fermato a circa 35 watt reali con una dissipazione di 25 watt a tubo (corrispondenti quindi a un rendimento del 70%) cui occorre sempre aggiungere gli altri dodici dei filamenti delle valvole. L’aspettativa di vita di questi tubi è proporzionale alla corrente anodica ed è costante l’assorbimento di potenza come la classe A pura.

Classe AB: il segnale è amplificato da ognuna delle due valvole, sempre in configurazione push-pull, solo poco più della metà del segnale d’ingresso (in pratica la prima valvola amplifica la semionda positiva e una piccola parte di quella negativa, mentre la seconda la semionda negativa e una piccola parte di quella positiva) e ricostruito dal trasformatore d’uscita il segnale originale d’ingresso. Durante la piccola parte del segnale d’ingresso elaborato da entrambe le valvole, la ricostruzione nel trasformatore porta a un azzeramento della distorsione d’incrocio che si avrebbe con la classe B (sotto menzionata). Il vantaggio rispetto alla classe A1 è che l’assorbimento a riposo (senza segnale in ingresso) si riduce di molto e quindi anche il calore generato e di conseguenza aumenta la durata dei tubi. La risposta del finale non si discosta di molto rispetto alla classe A1 mentre il rendimento è influenzato dall’assorbimento variabile in proporzione del segnale da amplificare. Occorre un ulteriore stadio di pilotaggio per questa classe spesso composto di un doppio triodo di segnale per inviare una sola semionda a ognuna delle due valvole finali che permettono questa classe di funzionamento, la valvola sfasatrice che invia a un’uscita il segnale in fase mentre all’altra lo stesso segnale in opposizione di fase.

Classe AB1 e AB2: è utile suddividere la classe AB in due sottoclassi AB1 e AB2. Nella classe AB1 il segnale d’uscita della sfasatrice non polarizza mai il tubo di potenza con la griglia positiva rispetto al catodo (le valvole per funzionare devono essere polarizzate con una tensione negativa tra griglia ingresso e il catodo chiamato tensione di bias), mentre nella classe AB2 (utilizzata per le potenze più grandi) la griglia può diventare positiva per brevi periodi rispetto al catodo caricando quindi lo stadio precedente che deve erogare anch’esso una piccola potenza.

Classe B: il segnale è amplificato da ognuna delle due valvole, sempre in configurazione push-pull, esattamente per metà del segnale d’ingresso (in pratica la prima valvola amplifica la semionda positiva, mentre la seconda la semionda negativa) e ricostruito dal trasformatore d’uscita il segnale originale d’ingresso. Durante il passaggio tra le due semionde potrebbero crearsi però delle forti distorsioni a causa d’imprecisioni nella taratura del bias e della deriva termica dei componenti che porterebbe questa circuitazione a lavorare in classe AB o addirittura in classe C che non è utilizzata in campo audio per via delle forti distorsioni. Il vantaggio in linea teorica rispetto alla classe AB è che l’assorbimento a riposo (senza segnale in ingresso) si annulla o quasi migliorando ulteriormente il rendimento. Data la difficoltà di taratura di questo circuito, gli è preferita la più sicura classe AB.

Durante le mie simulazioni dimostrerò il funzionamento usando il sistema a bias fisso, piuttosto che il sistema chiamato bias di catodo, bias automatico o self-bias che utilizza una resistenza di polarizzazione tra catodo e massa spesso bypassato da una capacità per le correnti alternate ricreando quella caduta di tensione negativa che ci occorre tra griglia e catodo. Il sistema a bias fisso o fixed-bias, richiede l’ausilio di una tensione negativa ottenuta da un circuito ausiliario ma é di più facile intuizione e miglior rendimento svincolando la tensione di bias da quella d’alimentazione del tubo di potenza. Inoltre l’utilizzo di una o due valvole è dovuto solo alla semplificazione delle spiegazioni ma all’atto pratico queste possono essere raddoppiate per le potenze più elevate ricorrendo ai quartetti di valvole accoppiate.

In questo primo articolo parleremo di classe A in single-ended. Ecco uno schema molto semplice.
Dai dati dello schema osserviamo che la tensione di placca o anodica (Va) è stata fissata a 300 Volt mentre quella di schermo (Vs) a 200 Volt la tensione di Bias (Vb) a -11,5 Volt cui si ha una corrente d’assorbimento sull’anodo di 51 mA e sullo schermo di 4,4 mA mentre non vi è assorbimento di corrente sulla griglia di segnale. Moltiplicando la tensione per la corrente di placca otteniamo la potenza assorbita da questo elemento in maniera costante e che vale, in questo caso, 15,3 watt mentre moltiplicando la tensione per la corrente di schermo otteniamo, sempre in questo circuito, 0,88 watt i quali sommati ai 5,7 dei filamenti ci danno l’assorbimento totale dall’alimentatore valutabile in 21,88 watt.
Analizzando lo schema possiamo vedere che dopo il segnale proveniente dal preamplificatore, qui rappresentato dal generatore Tr vi è un condensatore C1 che blocca la componente continua della tensione di Bias mentre è trasparente per il segnale audio che arriva direttamente alla griglia polarizzata a -11,5 Volt. La tensione anodica è applicata tramite il trasformatore d’uscita K1 (che è quasi trasparente alla corrente continua) alla placca della valvola polarizzandola a quasi 300 Volt mentre la tensione di schermo è direttamente applicata al corrispondente piedino, infine il catodo è collegato direttamente a massa. Se il trasformatore d’uscita è quasi trasparente alla tensione anodica (in realtà vi è una caduta di tensione dovuta alla resistenza dell’avvolgimento primario) non lo è per il segnale alternato del nostro strumento poiché riflette il valore dell’altoparlante da 8 ohm in proporzione al rapporto di conversione del trasformatore stesso. Ad esempio in questo caso la valvola ‘vede’ la resistenza R2 da 8 ohm come fosse un’impedenza di 4.500 ohm sul primario del trasformatore (necessaria ai fini del massimo trasferimento di potenza) mentre la resistenza dell’avvolgimento potrebbe valere appena 200 ohm. Essendo però il carico della placca, un’induttanza di svariati Henry di valore la tensione in uscita in questo punto è direttamente proporzionale alla frequenza del segnale e quindi non si ha una risposta lineare in frequenza. Questo particolare è compensato dalla risposta dell’avvolgimento secondario che ha un andamento opposto, maggiore è la frequenza del segnale e minore la sua risposta in ampiezza sull’altoparlante bilanciando la risposta in frequenza come appare nella figura sottostante in cui è raffigurata la risposta di questo circuito.

Come si può notare la risposta in frequenza a -3 dB dal picco misurato a 14.000 hz, è di 80-30.000 hz e quindi adatto al nostro strumento dove il taglio alla frequenza inferiore è dettato dal valore dell’induttanza del primario mentre il picco e relativo taglio nella frequenza superiore dall’ipotetico valore delle capacità parassite dello stesso primario del trasformatore. Volendo avere una risposta più estesa in basso occorre quindi aumentare il numero di spire dell’avvolgimento primario. Passando da un valore di carico riflesso da 4.500 a 5.500 ohm e quindi proporzionale incremento del valore dell’induttanza del primario, si ottiene una risposta in frequenza da 65-30.000 hz con un migliore rendimento di potenza alle basse frequenze. Incrementando ulteriormente il valore del carico riflesso si aumenterebbe ancora la risposta alle basse frequenze a discapito delle medie con anche un aumento del peso, delle dimensioni e del costo del trasformatore. Dal punto di vista tecnico essendo questa risposta intorno al valore centrale di 0 dB possiamo dire che questa circuitazione non amplifica la tensione ma solo la corrente per ricavare la potenza in uscita.
Un’ipotetica variante a questo schema è di aggiungere un condensatore in parallelo al primario in modo da controllare la frequenza di taglio superiore come visualizzato nella figura riportata sotto.

Il condensatore C2 aggiunto da 2.200 pF crea un circuito risonante LC a una precisa frequenza mentre taglia tutte le altre sopra di essa come visualizzato nella prossima figura.

Come si può notare ora abbiamo non più una risposta lineare come nel caso precedente ma una banda passante di 80-8.500 hz con un consistente picco a 5.300 hz. Questa particolarità ci esalta le armoniche più importanti della chitarra e riduce le frequenze superiori responsabili dell’effetto zanzara nei suoni distorti. Naturalmente potrebbe essere adottato un picco di risonanza a frequenza maggiore semplicemente adottando un valore di C2 minore.
Analizziamo ora il comportamento per ciò che riguarda la sua risposta in potenza e le armoniche riprodotte. Il primo grafico si riferisce alla risposta a 100 hz con una distorsione totale (THD) del 5% utilizzando il primo schema che a questa frequenza ha una risposta molto simile al secondo.
La forma d’onda è una sinusoide piuttosto regolare ottenuta applicando in ingresso un segnale di 9,2 Vpp con una composizione armonica composta quasi esclusivamente dalla 2° armonica di valore 4,9% (IHD) mentre quelle superiori sono quasi inesistenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 4 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 1 watt.
Nel successivo grafico invece la risposta è alla frequenza media di 1 Khz sempre con una THD del 5% del primo schema.
La forma sinusoidale è sempre presente ma ottenuta con un livello in tensione di 12 Vpp cui corrisponde una 2° armonica a 4,9%, una terza a 0,53% e le superiori più attenuate. L’ampiezza del segnale in uscita è di 6,4 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 2,5 watt. Se analizzassimo la risposta con il secondo schema, troveremmo dei valori molto simili a questi.
Continuiamo alla frequenza a 100 hz ma con una distorsione totale (THD) del 10% utilizzando il primo schema che a questa frequenza ha una risposta molto simile al secondo.

La prima cosa da notare è la sinusoide in uscita un po’ deformata ottenuta applicando in ingresso un segnale di 18 Vpp con una composizione armonica composta quasi esclusivamente dalla 2° armonica di valore 9,9% (IHD) e 3° di valore 1,1% mentre quelle superiori sono quasi inesistenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 7,7 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 3,7 watt. Aumentando però di un 20% l’induttanza al primario, come descritto in precedenza, si potrebbe ricavare in uscita una potenza di 4,7 watt migliorandone il rendimento a scapito di una leggera perdita alle medie frequenze.
Alla frequenza media di 1 Khz sempre con una THD del 10% del primo schema si ottiene invece questa risposta.
Qui si può notare una deformazione della sinusoide ancora più accentuata ottenuta applicando in ingresso un segnale di 23 Vpp con una composizione armonica composta dalla 2° armonica di valore 7,4% e dalla 3° armonica di valore 6,3%, dalla 4° di valore 2.1% e 5° di valore 1,1% mentre quelle superiori sono meno presenti. L’ampiezza del segnale in uscita è di 10,8 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 7,3 watt.
Riportando il grafico alla stessa frequenza di 1Khz e allo stesso livello di THD del 10% del secondo schema abbiamo una risposta del tipo riportata sotto.
La risposta, non particolarmente visibile dalla forma d’onda, si differenzia per un livello d’ingresso leggermente ridotto a 22 Vpp e una presenza della 2° armonica del 7,1%, della 3° a 6,7%, della 4° al 2,3% e della 5° a 1,2%. Si può osservare che dalla 8° armonica in su la loro presenza rimane fuori dalla videata perché attenuate dal condensatore aggiuntivo C2 che riduce considerevolmente tutte le armoniche troppo distanti dalla fondamentale. L’ampiezza del segnale in uscita è sempre di 10,8 Vp cui corrisponde una potenza sul cono da 8 ohm di 7,3 watt.

Nota: aumentando il segnale in ingresso e quindi la distorsione alla frequenza di 100 hz è possibile ottenere una potenza maggiore. In questo modo la griglia va leggermente in conduzione e si sposta la tensione di bias automaticamente verso un valore maggiormente negativo. Con una tensione di 28 Vpp a 100 hz otteniamo una potenza 5,9 watt in uscita con THD del 26% in cui la 2° armonica vale il 25%, la 3° il 6% e la 4° 1,4%. Durante il funzionamento con una chitarra è comunque normale raggiungere e superare questo valore ottenendo la distorsione anche del finale di potenza.

Conclusioni: abbiamo creato un amplificatore in classe A di circa 5-7 watt, senza considerare le perdite del trasformatore d’uscita, valutando il comportamento nella generazione d’armoniche in distorsione che presenta fino a questi livelli una seconda armonica sempre più presente delle altre, tipica della classe A, comandato da un segnale in ingresso mai superiore al doppio della tensione di bias, per non far entrare in conduzione la griglia d’ingresso. Il rendimento del solo stadio anodico considerando la potenza di 7,3 watt alla frequenza di 1 Khz è pari al 47-48% quindi molto vicino al limite teorico del 50% ma considerando tutto l’assorbimento della valvola questo rendimento si abbassa sotto il 33%. Una possibile miglioria del circuito è di realizzare un sistema che porti la tensione di bias a valori maggiormente negativi per far assorbire molta meno corrente sull’anodo del tubo nei momenti di mancanza di segnale migliorandone l’efficienza e quindi la durata della valvola stessa.